・kkomeさん発案の回路の例。・これ以上の「シンプル化はもう無理」などと言ってしまった不明に恥じ入るばかり。・究極のシンプル化ではないでしょうか。・その電圧ゲインの周波数特性を見ます。
・そのゲインは、カートリッジＶＩＣである２ＳＫ１１７ＧＲ（実機では２ＳＫ９７）のｇｍ×ＥＱ素子のインピーダンスで、他に関与しているものはありません。・本当に究極の無帰還ＩＶＣ型イコライザーですね。
・１ｋＨｚのサイン波をカートリッジＶＩＣの入力に加えて、出力の応答特性を観ます。・入力レベルは、ＤＬ－１０３の１ｋＨｚの基準出力の０．３ｍＶと３ｍＶ、４ｍＶ、５ｍＶ、６ｍＶ、７ｍＶ、８ｍＶ、９ｍＶ、１０ｍＶ。
・素晴らしい。

・マイナス電源に２ｋＨｚ、１Ｖのサイン波を重複させて、マイナス電源をー１８Ｖ±１Ｖ２ｋＨｚで変動する電源にします。・初段のツェナーダイオードに流す電流は定電流源で固定します。そうしないとツェナーダイオードの電圧が変動→初段動作点が変動→初段で波形が変動して話にならない状態となるので、そうならないようにしたものです。・その上で、２ＳＫ１１７も対アース動作にします。・Ｉ１は実際は定電流回路を組むわけですが、ここでは理想的定電流源にします。まぁ、理念形なので。
・これでも定電流回路Ｑ３の電流値が変動しますね。・ですが、Ｑ１の電流も、出力電圧も良好です。
・問題のＪ５の電流もＯＫです。
・kkomeさんご教示の通り、Ｊ５を対マイナス電源で動作させて、Ｊ５のドレイン電流でカレントラインアンプに信号伝達する場合は、ＥＱ素子もマイナス電源につないで、基準点を同じにしないといけないんですね。
・Ｊ５ソースの出力電圧は完全にマイナス電源の変動に振られて、もう入力信号電圧伝達の体をなしていません。・が、赤のドレイン電流の方は、歪んではいるものの、信号の周波数と増幅レベルは正しいですね。
・これが、ＥＱ素子をアースにつないだままであると、
・Ｊ５ソースの電圧の方はマイナス側が膨らんだ歪んだ波形ではあるものの信号の周波数とその増幅レベルは正しくなりますが、・肝心のＪ５のドレイン電流は、マイナス電源の±１Ｖ２ｋＨｚの変動／３．６ｋΩ＝±０．２７ｍＶ２ｋＨｚの変動となって、そのままＪ５の出力電流に現れてしまっています。・これがkkomeさんご教示の内容（問題点）ですね。
・ですが、レギュレータを使っているので、マイナス電源が±１Ｖも変動することは想定外です。・電源変動を１／１０の±１００ｍＶにしてみます。・先ずはＪ５も対アース動作とした、最良と思われる手法。
・良いですね。
・次にＥＱ素子をマイナス電源に接続する手法。
・Ｊ５のドレイン電流の方は全く問題ないですね。・Ｊ５を対アース動作にしないまま、信号をＪ５のドレイン電流で伝達する場合は、これが正しい手法ですね。
・ＥＱ素子をアースに接続する手法のままだと、
・Ｊ５ドレイン電流の１ｋＨｚの信号に２ｋＨｚのマイナス電源変動が乗ってしまいます。
・電源変動を１／１００の±１０ｍＶにしてみます。・先ずはＪ５も対アース動作とする手法。
・当然問題なし。
・ＥＱ素子をマイナス電源に接続する手法。
・電源変動が±１０ｍＶであれば、ＤＬ－１０３の入力レベルが０．１ｍＶの信号レベルであると影響は小さくなって、出力電圧の方も視覚レベルで影響を確認できませんね。
・ＥＱ素子をアースに接続する手法のままでも、
・この場合も、ＤＬ－１０３の入力レベルが０．１ｍＶの信号レベルであると影響は小さくなって、視覚レベルで確認できません。
・ならば、これでもいいかな。・と、単純ではなく、入力レベルを１／１０の０．０１ｍＶにすると、
・しっかりＪ５のドレイン電流にマイナス電源変動の影響が現れます。
・レギュレーターは優柔だから±１ｍＶ程度の変動しかないのでは。
・そうであれば、０．０１ｍＶの入力であっても、影響は視覚的に確認できなくなります。・が、入力がさらに１／１０の０．００１ｍＶになれば、同じように影響が現れ、その場合は電源変動がさらに１／１０の±０．１ｍＶになれば影響が確認できなくなるというように、この関係はずっと続きます。ので、問題が本質的に解消するものではありませんね。
・初段からの影響がないように、電源変動の影響がＪ５だけに及ぶようにして、Ｊ５のソース―ドレイン間電圧が一定になるようにしてプラスマイナスとも変動させます。
・Ｊ５の出力電流に生じる歪は同じようです。・Ｊ５のゲート－ソース間電圧が緑です。入力電圧そのものが歪んでいます。そして、これに基づいたＪ５の出力電流のように見えます。

・ＥＱ素子をオリジナル２４８の定数に変更します。
・ＥＱ素子のインピーダンスが低くなるので、当然ゲインも小さくなって、１ｋＨｚで４９．９ｄＢです。
・ちなみに、オリジナルに忠実にＲ８を５６０ｋΩにすると、
・低域が過剰に上昇。

・他の影響を極力排除。
・上が、Ｊ５ゲートと負電源間、Ｊ５ソースと負電源間の電圧推移。・中がＪ５ゲート－ソース間電圧推移。・下が、対アースのＪ５ゲート電圧、Ｊ５ソース電圧の推移とＪ５のドレイン電流の推移。・Ｖ（ｏｕｔ）は２ｋＨｚの負電源変動で完全に振られていますが、Ｊ５のドレイン電流はかろうじて１ｋＨｚを保っています。歪んでいますが。・その歪はＥＱ素子の両端電圧から生じています。
・もっと要因を探ります。・ＥＱ素子の下にＲ４を加えました。ＥＱ素子に流れる電流を観るためです。・最初にＪ５のドレイン電圧変動の影響を観ます。
・上がＱ１のコレクタ電流。・中がＪ５のドレイン電流。・下がＶ（ｏｕｔ）＝出力電圧とＥＱ素子に流れる電流（Ｉ（Ｒ４））。・Ｊ５のドレイン電圧の変動は目視では確認できません。
・入力信号を１０ｋＨｚにしてみます。・入力側のＱ１のコレクタ電流とＥＱ素子を流れる電流（Ｉ（Ｒ４）には影響が感じられませんが、出力電圧とＪ５のコレクタ電流には正電圧変動の影響が表れています。Ｊ５のコレクタ出力抵抗が無限大ではないのでやはり影響はありますね。・が、その影響の程度は軽微そうです。
・さらに、Ｊ５の負電源も変動させます。
・Ｑ１のコレクタ電流とＥＱ素子を流れる電流には影響がないですね。・が、Ｊ５のドレイン電流はもろに負電源変動の影響を受けて、２ｋＨｚの正弦波になってしまっています。・Ｖ(out）はかろうじて１ｋHzですが、歪んでますね。
・入力を１０ｋHzにするとさらに良く分かります。・V（ｏｕｔ）も２ｋＨｚで変調されているんですね。
・ＥＱ素子もＪ５と同様に負電源側で変動させます。
・これを見る限り、Ｑ１のコレクタ電流、ＥＱ素子を流れる電流自体が負電源変動の影響を受けて歪んでしまい、その結果Ｊ５のドレイン電流も歪んでしまうように思えます。
・入力を１０ｋＨｚにしたものですが、やはり、Ｑ１のコレクタ電流、よってＥＱ素子を流れる電流自体が負電源の２ｋＨｚ変動で変調されているようです。
・念のため、正電源の変動をなくしてみます。
・同じですね。
・１０ｋＨｚ。・同じですね。
・この問題に対応しようとすれば、Ｊ５も対アース動作にするのが最良の手法。
・目視では電源電圧変動の影響が確認できない。・が、
・入力を１０ｋＨｚにしてみるとＪ５のドレイン電流、Ｊ５ソース側の電圧出力とも２ｋＨｚの電源電圧変動により変調されていることが分かります。・ま、定電流回路といえども、そのインピーダンスを無限大にすることは不可能ですから止む無しです。・が、相対的には最良でしょう。
・ですが、初段プラス側にも電源電圧変動を加えると、
・どうにもなりませんね。・レギュレータの性能を信じる以外にない。（爆）

・Ｊ５を対アース動作にしても、Ｑ１が対アース動作でなく対マイナス電源動作にすると、
・Ｑ１の電流、ＥＱ素子に流れる電流とも負電源電圧の変動の影響を受けますし、Ｊ５のドレイン電流、ソース側の出力電圧とも対アース動作にした意味を失います。
・何故でしょうね？・これは入力１０ｋＨｚです。

・更にシンプル化Ａ案です。・カレントラインアンプでの２０ｄＢの電流ゲイン分を、Ｊ５（２ＳＫ１１７ＢＬ）の電圧電流変換率を２０ｄＢ上げて稼ぐことにより、カレントラインアンプ部を実質なくしたものですね。・モデルの２ＳＫ１１７ＢＬのＩｄｓｓは８．２ｍＡ程度ですので、定電流回路の設定は４ｍＡです。Ｑ３による定電流回路の設定は１０ｍＡです。

・緑がイコライザー部の電圧ゲイン。１ｋＨｚで５９．６ｄＢと、全体に１ｄＢ弱小さくなってますね。Ｒ９が５６０Ωと負荷が重くなったせいでしょうか。が、特に問題ではありません。・赤が、Ｊ５のドレイン電流で観たイコライザー部のｇｍ（相互コンダクタンス）ですが、１ｋＨｚで４．６６ｄＢと、Ｒ９が５．６ｋΩの場合の１０倍（＋２０ｄＢ）となっており、カレントラインで電流ゲインを加算する必要のないレベルになっています。・青がＲ３３の電流で観たこのＭＣプリアンプの仕上がりのｇｍ（相互コンダクタンス）ですが、ボリュームのＲ３４が１０ｋΩの場合３．１ｄＢ、１ｋΩの場合－４．４ｄＢ、１００Ωの場合－２１ｄＢ、１０Ωの場合－４０．６ｄＢ、１Ωの場合－６０．６ｄＢとなり、全体としてゲイン設定、ボリューム機能とも適切なものとなっています。
・が、ｋｋｏｍｅさんおっしゃる通り課題がないわけではなく、Ｊ５の２ＳＫ１１７の動作電流がそのＩｄｓｓで限られてしまう点が問題になります。・なかなかＩｄｓｓの大きな２ＳＫ１１７がないですし、シミュレーションでもモデルのＩｄｓｓが８．２ｍＡ程度なので、その動作点を４ｍＡにしてありますが、そうすると当然Ｊ５のドレイン電流変化は４ｍＡ±４ｍＡの範囲に限られますので、イコライザー部の出力電流も、このＭＣプリアンプの出力電流も±４ｍＡの範囲に限定されます。・その影響を観ます。

・カートリッジＩＶＣに０．３ｍＶ、３ｍＶ，４ｍＶ、５ｍＶ、６ｍＶ、７ｍＶ、８ｍＶ、９ｍＶ、１０ｍＶ、１ｋＨｚの正弦波を入力した場合の各部の応答を観ます。・上の表がＱ９コレクタ部の出力電圧とＲ３３の出力電流。・下の表がＥＱ部の出力電圧とＪ５のコレクタ電流。・実は全て４ｍＡ×５６０Ω＝２．２４Ｖで決まってしまっていて、ＥＱ部の出力電圧はマイナス側－２．２４Ｖで飽和します。プラス側は電源電圧の範囲内で出力出来ているように見えますが、この場合２ＳＪ１１７はプラスバイアスでの動作になるので、入力インピーダンスはトランジスタ並みに低下している可能性があり、妥当ではないでしょう。・結果、一番の問題は入力３ｍＶに対応できていないという点ですね。許容最大入力は最低でも４ｍＶは欲しいので、このままではちょっと無理です・が、この簡素な回路は捨てがたいので、要はもっと電流の流せるＦＥＴを使用し、定電流回路での動作点電流を６ｍＡにすれば４ｍＶ入力に対応できそうだし、倍の８ｍＡに出来れば御の字のように思います。
・例えば、こんな感じ。・思い切ってＭＯＳ－ＦＥＴ。とりあえずＫ教徒らしく２ＳＫ２１４ファミリーにしてみたものの、今はもっと適切なものがあるかもです。・動作点は１０ｍＡに設定。

・緑がイコライザー部の電圧ゲイン。１ｋＨｚで６０．２２ｄＢ。・赤が、Ｍ１のドレイン電流で観たイコライザー部のｇｍ（相互コンダクタンス）で、１ｋＨｚで５．３ｄＢ。・青がＲ３３の電流で観たこのＭＣプリアンプの仕上がりのｇｍ（相互コンダクタンス）ですが、ボリュームのＲ３４が１０ｋΩの場合３．７ｄＢ、１ｋΩの場合－３．８ｄＢ、１００Ωの場合－２０．５ｄＢ、１０Ωの場合－４０．０ｄＢ、１Ωの場合－６０．０ｄＢ。・良いですね。
・問題の、カートリッジＩＶＣに０．３ｍＶ、３ｍＶ，４ｍＶ、５ｍＶ、６ｍＶ、７ｍＶ、８ｍＶ、９ｍＶ、１０ｍＶ、１ｋＨｚの正弦波を入力した場合の各部の応答を観ます。・上の表がＱ９コレクタ部の出力電圧とＲ３３の出力電流。・下の表がＥＱ部の出力電圧とＪ５のコレクタ電流。・全て１０ｍＡ×５６０Ω＝５．６４Ｖで決まってしまうのは同じですが、ＥＱ部の出力も、最終出力電圧もＲ３３の出力電流も、カートリッジＩＶＣ入力が５ｍＶまでは対応出来ています。・これなら良いのではないでしょうか。・作って試してみたいですね。
・Ｉｄｓｓの大きなＦＥＴがない、さらにＭＯＳも使いたくない、となれば、kkomeさんのB案になります。

・Q4の動作点をMOSの場合と同じにしてあるので、結果も全く同じです。
・カートリッジＩＶＣに０．３ｍＶ、３ｍＶ，４ｍＶ、５ｍＶ、６ｍＶ、７ｍＶ、８ｍＶ、９ｍＶ、１０ｍＶ、１ｋＨｚの正弦波を入力した場合の各部の応答も、上のMOSの場合と全く同じです。・ただ、これだとアンプ部のトランジスタ数は同じなので、簡素化という意味ではいまいちでしょうか。
・では、勝負。

・まずは既に製作済みの簡素版Ｎｏ－２４８もどきＩＶＣ型ＭＣプリアンプ。・カートリッジＶＩＣの入力に１ｍＶ１ｋＨｚの正弦波を入力し、ボリュームＲ３４を調整してＲ３３に１ｍＡ１ｋＨｚ正弦波を出力させた場合のその歪率をＦＦＴで観ます。・結果が右で、二次高調波が－５８ｄＢ程度、三次高調波が-80dB程度。・Ｔｏｔａｌ　Harmonic　Distortion＝０．１３２１５４％・無帰還なのでこんなところ。

・次はkkomeさんA案。・結果が右ですが随分良さ気。・二次高調波が－７２ｄＢ程度、三次高調波が-8３dB程度。・Ｔｏｔａｌ　Harmonic　Distortion＝０．０２８４４８％・あらららら。素晴らしい。歪率1桁少ないですね。

・次はkkomeさんB案。・結果が右。・これも良さ気。・二次高調波が－６９ｄＢ程度、三次高調波が-8６dB程度。・Ｔｏｔａｌ　Harmonic　Distortion＝０．０３５９０２％・こちらも素晴らしい。・う～ん、一番簡素で歪率最良のA案、作りたくなってきました。

・次は、A案のM1による電圧電流返還率を変えることでボリューム調整をする案です。・結果は右の通りで、赤と青が重ねってますが、赤がM5のドレイン電流で観たイコライザー部のｇｍ（相互コンダクタンス）で青が出力部の抵抗R14の電流で観たこのMCプリのｇｍ（相互コンダクタンス）です。これらが重なるのは当然ですね。・この場合は上からボリュームであるR13が１Ω、１０Ω、１００Ω、１ｋΩ、１０ｋΩ、１００ｋΩの場合です。・適切な状態ですので、これも可ですね。出力のR14はないとSAOCが働かなくなるので、適宜調整すれば良いのではないでしょうか。・ボリュームが１００ｋΩでも-40ｄBまでしか下がらない点は課題ですかねぇ。
・もっと簡素化してみました。
・結果はこうです。・ゲインは当然十分ですし、R33の電流で観たこのMCプリのｇｍ（相互コンダクタンス）も適切な調整範囲です。青の上、１０ｋΩと１ｋΩの場合が近いことで分かりますが、これだとボリュームR34は１ｋΩで良いですね。
カートリッジＩＶＣに０．３ｍＶ、３ｍＶ，４ｍＶ、５ｍＶ、６ｍＶ、７ｍＶ、８ｍＶ、９ｍＶ、１０ｍＶ、１ｋＨｚの正弦波を入力した場合の応答。
・ボリュームR43が１００Ωの場合ですが、出力電圧もR33の出力電流も、入力６ｍVまで対応できていますね。・良いのではないでしょうか。
・歪率はどうでしょう。
結果が右。・二次高調波が－６８ｄＢ程度、三次高調波が-９２dB程度。・Ｔｏｔａｌ　Harmonic　Distortion＝０．０４３５８５％・こちらもよいですね。・う～ん、これも作りたくなってきました。

・kkomeさん発案の回路の例。・これ以上の「シンプル化はもう無理」などと言ってしまった不明に恥じ入るばかり。・究極のシンプル化ではないでしょうか。・その電圧ゲインの周波数特性を見ます。
・そのゲインは、カートリッジＶＩＣである２ＳＫ１１７ＧＲ（実機では２ＳＫ９７）のｇｍ×ＥＱ素子のインピーダンスで、他に関与しているものはありません。・本当に究極の無帰還ＩＶＣ型イコライザーですね。
・１ｋＨｚのサイン波をカートリッジＶＩＣの入力に加えて、出力の応答特性を観ます。・入力レベルは、ＤＬ－１０３の１ｋＨｚの基準出力の０．３ｍＶと３ｍＶ、４ｍＶ、５ｍＶ、６ｍＶ、７ｍＶ、８ｍＶ、９ｍＶ、１０ｍＶ。
・素晴らしい。

・マイナス電源に２ｋＨｚ、１Ｖのサイン波を重複させて、マイナス電源をー１８Ｖ±１Ｖ２ｋＨｚで変動する電源にします。・初段のツェナーダイオードに流す電流は定電流源で固定します。そうしないとツェナーダイオードの電圧が変動→初段動作点が変動→初段で波形が変動して話にならない状態となるので、そうならないようにしたものです。・その上で、２ＳＫ１１７も対アース動作にします。・Ｉ１は実際は定電流回路を組むわけですが、ここでは理想的定電流源にします。まぁ、理念形なので。
・これでも定電流回路Ｑ３の電流値が変動しますね。・ですが、Ｑ１の電流も、出力電圧も良好です。
・問題のＪ５の電流もＯＫです。
・kkomeさんご教示の通り、Ｊ５を対マイナス電源で動作させて、Ｊ５のドレイン電流でカレントラインアンプに信号伝達する場合は、ＥＱ素子もマイナス電源につないで、基準点を同じにしないといけないんですね。
・Ｊ５ソースの出力電圧は完全にマイナス電源の変動に振られて、もう入力信号電圧伝達の体をなしていません。・が、赤のドレイン電流の方は、歪んではいるものの、信号の周波数と増幅レベルは正しいですね。
・これが、ＥＱ素子をアースにつないだままであると、
・Ｊ５ソースの電圧の方はマイナス側が膨らんだ歪んだ波形ではあるものの信号の周波数とその増幅レベルは正しくなりますが、・肝心のＪ５のドレイン電流は、マイナス電源の±１Ｖ２ｋＨｚの変動／３．６ｋΩ＝±０．２７ｍＶ２ｋＨｚの変動となって、そのままＪ５の出力電流に現れてしまっています。・これがkkomeさんご教示の内容（問題点）ですね。
・ですが、レギュレータを使っているので、マイナス電源が±１Ｖも変動することは想定外です。・電源変動を１／１０の±１００ｍＶにしてみます。・先ずはＪ５も対アース動作とした、最良と思われる手法。
・良いですね。
・次にＥＱ素子をマイナス電源に接続する手法。
・Ｊ５のドレイン電流の方は全く問題ないですね。・Ｊ５を対アース動作にしないまま、信号をＪ５のドレイン電流で伝達する場合は、これが正しい手法ですね。
・ＥＱ素子をアースに接続する手法のままだと、
・Ｊ５ドレイン電流の１ｋＨｚの信号に２ｋＨｚのマイナス電源変動が乗ってしまいます。
・電源変動を１／１００の±１０ｍＶにしてみます。・先ずはＪ５も対アース動作とする手法。
・当然問題なし。
・ＥＱ素子をマイナス電源に接続する手法。
・電源変動が±１０ｍＶであれば、ＤＬ－１０３の入力レベルが０．１ｍＶの信号レベルであると影響は小さくなって、出力電圧の方も視覚レベルで影響を確認できませんね。
・ＥＱ素子をアースに接続する手法のままでも、
・この場合も、ＤＬ－１０３の入力レベルが０．１ｍＶの信号レベルであると影響は小さくなって、視覚レベルで確認できません。
・ならば、これでもいいかな。・と、単純ではなく、入力レベルを１／１０の０．０１ｍＶにすると、
・しっかりＪ５のドレイン電流にマイナス電源変動の影響が現れます。
・レギュレーターは優柔だから±１ｍＶ程度の変動しかないのでは。
・そうであれば、０．０１ｍＶの入力であっても、影響は視覚的に確認できなくなります。・が、入力がさらに１／１０の０．００１ｍＶになれば、同じように影響が現れ、その場合は電源変動がさらに１／１０の±０．１ｍＶになれば影響が確認できなくなるというように、この関係はずっと続きます。ので、問題が本質的に解消するものではありませんね。
・初段からの影響がないように、電源変動の影響がＪ５だけに及ぶようにして、Ｊ５のソース―ドレイン間電圧が一定になるようにしてプラスマイナスとも変動させます。
・Ｊ５の出力電流に生じる歪は同じようです。・Ｊ５のゲート－ソース間電圧が緑です。入力電圧そのものが歪んでいます。そして、これに基づいたＪ５の出力電流のように見えます。

・ＥＱ素子をオリジナル２４８の定数に変更します。
・ＥＱ素子のインピーダンスが低くなるので、当然ゲインも小さくなって、１ｋＨｚで４９．９ｄＢです。
・ちなみに、オリジナルに忠実にＲ８を５６０ｋΩにすると、
・低域が過剰に上昇。

・他の影響を極力排除。
・上が、Ｊ５ゲートと負電源間、Ｊ５ソースと負電源間の電圧推移。・中がＪ５ゲート－ソース間電圧推移。・下が、対アースのＪ５ゲート電圧、Ｊ５ソース電圧の推移とＪ５のドレイン電流の推移。・Ｖ（ｏｕｔ）は２ｋＨｚの負電源変動で完全に振られていますが、Ｊ５のドレイン電流はかろうじて１ｋＨｚを保っています。歪んでいますが。・その歪はＥＱ素子の両端電圧から生じています。
・もっと要因を探ります。・ＥＱ素子の下にＲ４を加えました。ＥＱ素子に流れる電流を観るためです。・最初にＪ５のドレイン電圧変動の影響を観ます。
・上がＱ１のコレクタ電流。・中がＪ５のドレイン電流。・下がＶ（ｏｕｔ）＝出力電圧とＥＱ素子に流れる電流（Ｉ（Ｒ４））。・Ｊ５のドレイン電圧の変動は目視では確認できません。
・入力信号を１０ｋＨｚにしてみます。・入力側のＱ１のコレクタ電流とＥＱ素子を流れる電流（Ｉ（Ｒ４）には影響が感じられませんが、出力電圧とＪ５のコレクタ電流には正電圧変動の影響が表れています。Ｊ５のコレクタ出力抵抗が無限大ではないのでやはり影響はありますね。・が、その影響の程度は軽微そうです。
・さらに、Ｊ５の負電源も変動させます。
・Ｑ１のコレクタ電流とＥＱ素子を流れる電流には影響がないですね。・が、Ｊ５のドレイン電流はもろに負電源変動の影響を受けて、２ｋＨｚの正弦波になってしまっています。・Ｖ(out）はかろうじて１ｋHzですが、歪んでますね。
・入力を１０ｋHzにするとさらに良く分かります。・V（ｏｕｔ）も２ｋＨｚで変調されているんですね。
・ＥＱ素子もＪ５と同様に負電源側で変動させます。
・これを見る限り、Ｑ１のコレクタ電流、ＥＱ素子を流れる電流自体が負電源変動の影響を受けて歪んでしまい、その結果Ｊ５のドレイン電流も歪んでしまうように思えます。
・入力を１０ｋＨｚにしたものですが、やはり、Ｑ１のコレクタ電流、よってＥＱ素子を流れる電流自体が負電源の２ｋＨｚ変動で変調されているようです。
・念のため、正電源の変動をなくしてみます。
・同じですね。
・１０ｋＨｚ。・同じですね。
・この問題に対応しようとすれば、Ｊ５も対アース動作にするのが最良の手法。
・目視では電源電圧変動の影響が確認できない。・が、
・入力を１０ｋＨｚにしてみるとＪ５のドレイン電流、Ｊ５ソース側の電圧出力とも２ｋＨｚの電源電圧変動により変調されていることが分かります。・ま、定電流回路といえども、そのインピーダンスを無限大にすることは不可能ですから止む無しです。・が、相対的には最良でしょう。
・ですが、初段プラス側にも電源電圧変動を加えると、
・どうにもなりませんね。・レギュレータの性能を信じる以外にない。（爆）

・Ｊ５を対アース動作にしても、Ｑ１が対アース動作でなく対マイナス電源動作にすると、
・Ｑ１の電流、ＥＱ素子に流れる電流とも負電源電圧の変動の影響を受けますし、Ｊ５のドレイン電流、ソース側の出力電圧とも対アース動作にした意味を失います。
・何故でしょうね？・これは入力１０ｋＨｚです。

・更にシンプル化Ａ案です。・カレントラインアンプでの２０ｄＢの電流ゲイン分を、Ｊ５（２ＳＫ１１７ＢＬ）の電圧電流変換率を２０ｄＢ上げて稼ぐことにより、カレントラインアンプ部を実質なくしたものですね。・モデルの２ＳＫ１１７ＢＬのＩｄｓｓは８．２ｍＡ程度ですので、定電流回路の設定は４ｍＡです。Ｑ３による定電流回路の設定は１０ｍＡです。

・緑がイコライザー部の電圧ゲイン。１ｋＨｚで５９．６ｄＢと、全体に１ｄＢ弱小さくなってますね。Ｒ９が５６０Ωと負荷が重くなったせいでしょうか。が、特に問題ではありません。・赤が、Ｊ５のドレイン電流で観たイコライザー部のｇｍ（相互コンダクタンス）ですが、１ｋＨｚで４．６６ｄＢと、Ｒ９が５．６ｋΩの場合の１０倍（＋２０ｄＢ）となっており、カレントラインで電流ゲインを加算する必要のないレベルになっています。・青がＲ３３の電流で観たこのＭＣプリアンプの仕上がりのｇｍ（相互コンダクタンス）ですが、ボリュームのＲ３４が１０ｋΩの場合３．１ｄＢ、１ｋΩの場合－４．４ｄＢ、１００Ωの場合－２１ｄＢ、１０Ωの場合－４０．６ｄＢ、１Ωの場合－６０．６ｄＢとなり、全体としてゲイン設定、ボリューム機能とも適切なものとなっています。
・が、ｋｋｏｍｅさんおっしゃる通り課題がないわけではなく、Ｊ５の２ＳＫ１１７の動作電流がそのＩｄｓｓで限られてしまう点が問題になります。・なかなかＩｄｓｓの大きな２ＳＫ１１７がないですし、シミュレーションでもモデルのＩｄｓｓが８．２ｍＡ程度なので、その動作点を４ｍＡにしてありますが、そうすると当然Ｊ５のドレイン電流変化は４ｍＡ±４ｍＡの範囲に限られますので、イコライザー部の出力電流も、このＭＣプリアンプの出力電流も±４ｍＡの範囲に限定されます。・その影響を観ます。

・カートリッジＩＶＣに０．３ｍＶ、３ｍＶ，４ｍＶ、５ｍＶ、６ｍＶ、７ｍＶ、８ｍＶ、９ｍＶ、１０ｍＶ、１ｋＨｚの正弦波を入力した場合の各部の応答を観ます。・上の表がＱ９コレクタ部の出力電圧とＲ３３の出力電流。・下の表がＥＱ部の出力電圧とＪ５のコレクタ電流。・実は全て４ｍＡ×５６０Ω＝２．２４Ｖで決まってしまっていて、ＥＱ部の出力電圧はマイナス側－２．２４Ｖで飽和します。プラス側は電源電圧の範囲内で出力出来ているように見えますが、この場合２ＳＪ１１７はプラスバイアスでの動作になるので、入力インピーダンスはトランジスタ並みに低下している可能性があり、妥当ではないでしょう。・結果、一番の問題は入力３ｍＶに対応できていないという点ですね。許容最大入力は最低でも４ｍＶは欲しいので、このままではちょっと無理です・が、この簡素な回路は捨てがたいので、要はもっと電流の流せるＦＥＴを使用し、定電流回路での動作点電流を６ｍＡにすれば４ｍＶ入力に対応できそうだし、倍の８ｍＡに出来れば御の字のように思います。
・例えば、こんな感じ。・思い切ってＭＯＳ－ＦＥＴ。とりあえずＫ教徒らしく２ＳＫ２１４ファミリーにしてみたものの、今はもっと適切なものがあるかもです。・動作点は１０ｍＡに設定。

・緑がイコライザー部の電圧ゲイン。１ｋＨｚで６０．２２ｄＢ。・赤が、Ｍ１のドレイン電流で観たイコライザー部のｇｍ（相互コンダクタンス）で、１ｋＨｚで５．３ｄＢ。・青がＲ３３の電流で観たこのＭＣプリアンプの仕上がりのｇｍ（相互コンダクタンス）ですが、ボリュームのＲ３４が１０ｋΩの場合３．７ｄＢ、１ｋΩの場合－３．８ｄＢ、１００Ωの場合－２０．５ｄＢ、１０Ωの場合－４０．０ｄＢ、１Ωの場合－６０．０ｄＢ。・良いですね。
・問題の、カートリッジＩＶＣに０．３ｍＶ、３ｍＶ，４ｍＶ、５ｍＶ、６ｍＶ、７ｍＶ、８ｍＶ、９ｍＶ、１０ｍＶ、１ｋＨｚの正弦波を入力した場合の各部の応答を観ます。・上の表がＱ９コレクタ部の出力電圧とＲ３３の出力電流。・下の表がＥＱ部の出力電圧とＪ５のコレクタ電流。・全て１０ｍＡ×５６０Ω＝５．６４Ｖで決まってしまうのは同じですが、ＥＱ部の出力も、最終出力電圧もＲ３３の出力電流も、カートリッジＩＶＣ入力が５ｍＶまでは対応出来ています。・これなら良いのではないでしょうか。・作って試してみたいですね。
・Ｉｄｓｓの大きなＦＥＴがない、さらにＭＯＳも使いたくない、となれば、kkomeさんのB案になります。

・Q4の動作点をMOSの場合と同じにしてあるので、結果も全く同じです。
・カートリッジＩＶＣに０．３ｍＶ、３ｍＶ，４ｍＶ、５ｍＶ、６ｍＶ、７ｍＶ、８ｍＶ、９ｍＶ、１０ｍＶ、１ｋＨｚの正弦波を入力した場合の各部の応答も、上のMOSの場合と全く同じです。・ただ、これだとアンプ部のトランジスタ数は同じなので、簡素化という意味ではいまいちでしょうか。
・では、勝負。

・まずは既に製作済みの簡素版Ｎｏ－２４８もどきＩＶＣ型ＭＣプリアンプ。・カートリッジＶＩＣの入力に１ｍＶ１ｋＨｚの正弦波を入力し、ボリュームＲ３４を調整してＲ３３に１ｍＡ１ｋＨｚ正弦波を出力させた場合のその歪率をＦＦＴで観ます。・結果が右で、二次高調波が－５８ｄＢ程度、三次高調波が-80dB程度。・Ｔｏｔａｌ　Harmonic　Distortion＝０．１３２１５４％・無帰還なのでこんなところ。

・次はkkomeさんA案。・結果が右ですが随分良さ気。・二次高調波が－７２ｄＢ程度、三次高調波が-8３dB程度。・Ｔｏｔａｌ　Harmonic　Distortion＝０．０２８４４８％・あらららら。素晴らしい。歪率1桁少ないですね。

・次はkkomeさんB案。・結果が右。・これも良さ気。・二次高調波が－６９ｄＢ程度、三次高調波が-8６dB程度。・Ｔｏｔａｌ　Harmonic　Distortion＝０．０３５９０２％・こちらも素晴らしい。・う～ん、一番簡素で歪率最良のA案、作りたくなってきました。

・次は、A案のM1による電圧電流返還率を変えることでボリューム調整をする案です。・結果は右の通りで、赤と青が重ねってますが、赤がM5のドレイン電流で観たイコライザー部のｇｍ（相互コンダクタンス）で青が出力部の抵抗R14の電流で観たこのMCプリのｇｍ（相互コンダクタンス）です。これらが重なるのは当然ですね。・この場合は上からボリュームであるR13が１Ω、１０Ω、１００Ω、１ｋΩ、１０ｋΩ、１００ｋΩの場合です。・適切な状態ですので、これも可ですね。出力のR14はないとSAOCが働かなくなるので、適宜調整すれば良いのではないでしょうか。・ボリュームが１００ｋΩでも-40ｄBまでしか下がらない点は課題ですかねぇ。
・もっと簡素化してみました。
・結果はこうです。・ゲインは当然十分ですし、R33の電流で観たこのMCプリのｇｍ（相互コンダクタンス）も適切な調整範囲です。青の上、１０ｋΩと１ｋΩの場合が近いことで分かりますが、これだとボリュームR34は１ｋΩで良いですね。
カートリッジＩＶＣに０．３ｍＶ、３ｍＶ，４ｍＶ、５ｍＶ、６ｍＶ、７ｍＶ、８ｍＶ、９ｍＶ、１０ｍＶ、１ｋＨｚの正弦波を入力した場合の応答。
・ボリュームR43が１００Ωの場合ですが、出力電圧もR33の出力電流も、入力６ｍVまで対応できていますね。・良いのではないでしょうか。
・歪率はどうでしょう。
結果が右。・二次高調波が－６８ｄＢ程度、三次高調波が-９２dB程度。・Ｔｏｔａｌ　Harmonic　Distortion＝０．０４３５８５％・こちらもよいですね。・う～ん、これも作りたくなってきました。